1 Elements Passifs Hyperfréquences - CEL
Dans un quadripôle actif (un transistor à effet de champ ou un transistor bipolaire
), les sources de bruit internes produiront la puissance de bruit à la sortie.
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5.9 Cercles de Facteur de Bruit Constant PAGEREF _Toc443038894 \h 25
5.10 Polarisation DC PAGEREF _Toc443038895 \h 27
5.11 Amplificateur Large Bande PAGEREF _Toc443038896 \h 28
5.12 Amplificateur de Puissance PAGEREF _Toc443038897 \h 33
5.13 Amplificateur à Deux Etages PAGEREF _Toc443038898 \h 38
5.14 Stabilisation dun transistor PAGEREF _Toc443038899 \h 39
Méthodes de Conception et de Réalisation de Blocs Fonctionnels
Graphes de Fluence
1- Chaque variable est désignée par un nud.
Les paramètres S et les coefficients de réflexion sont représentés par des branches.
Les branches partent dun nud indépendant vers un nud dépendant. Les variables associées aux nuds indépendants correspondent aux ondes incidentes, alors que les variables associées aux nuds dépendants correspondent aux ondes réfléchies.
Un nud correspond à la somme de toutes les branches qui y entrent.
La fonction de transfert dun nud dépendant à un nud indépendant sobtient en appliquant la règle de Mason:
Où
EMBED Equation.3 sont les différents chemins reliant le noeud indépendant au noeud dépendant dont on désire calculer la fonction de transfert. La valeur dun chemin correspond au produit de toutes les branches le long de ce chemin.
EMBED Equation.3 correspond à la somme de toutes les boucles de premier ordre. Une boucle de premier ordre correspond au produit des branches définissant un chemin fermé, en suivant le sens des flèches.
EMBED Equation.3 correspond à la somme de toutes les boucles de second ordre. Une boucle de second ordre correspond au produit de deux boucles de premier ordre ne se touchant pas.
EMBED Equation.3 correspond à la somme de toutes les boucles de troisième ordre. Une boucle de troisième ordre correspond au produit de trois boucles de premier ordre ne se touchant pas.
EMBED Equation.3 correspond à la somme des boucles de premier ordre qui ne touchent pas au chemin EMBED Equation.3 .
EMBED Equation.3 correspond à la somme des boucles de second ordre qui ne touchent pas au chemin EMBED Equation.3 .
Où:
Où:
Définitions de Gain en Puissance
EMBED Equation.3 Puissance disponible du générateur
EMBED Equation.3 Puissance dentrée dans le réseau
EMBED Equation.3 Puissance disponible à la sortie du réseau
EMBED Equation.3 Puissance délivrée dans la charge
EMBED Equation.3 Coefficient de réflexion à lentrée du réseau lorsque sa sortie est terminée dans EMBED Equation.3
EMBED Equation.3 Coefficient de réflexion à la sortie du réseau lorsque son entrée est terminée dans EMBED Equation.3
Gain Transducique =
Gain Opérant =
Gain Disponible =
Unilatéralité
Gain Transducique unilatérale
Figure dunilatéralité
Où
Concept de Stabilité
Cercle de Stabilité de Sortie
EMBED Equation.3 pour EMBED Equation.3
Les valeurs de EMBED Equation.3 qui produisent EMBED Equation.3 se retrouvent sur un cercle de rayon EMBED Equation.3 et de centre EMBED Equation.3 sur labaque de Smith:
où
Pour déterminer si cest lintérieur ou lextérieur du cercle qui représente la région stable, cest à dire la région qui correspond à EMBED Equation.3 , il faut considérer EMBED Equation.3 . Si EMBED Equation.3 alors le centre de labaque se trouve dans la région stable. Si EMBED Equation.3 , alors le centre de labaque se trouve dans la région instable.
Cercle de Stabilité dEntrée
EMBED Equation.3 pour EMBED Equation.3
Les valeurs de EMBED Equation.3 qui produisent EMBED Equation.3 se retrouvent sur un cercle de rayon EMBED Equation.3 et de centre EMBED Equation.3 sur labaque de Smith:
Pour déterminer si cest lintérieur ou lextérieur du cercle qui représente la région stable, cest à dire la région qui correspond à EMBED Equation.3 , il faut considérer EMBED Equation.3 . Si EMBED Equation.3 alors le centre de labaque se trouve dans la région stable. Si EMBED Equation.3 , alors le centre de labaque se trouve dans la région instable.
Stabilité Inconditionnelle
Un réseau est inconditionnellement stable si EMBED Equation.3 pour EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 pour EMBED Equation.3 . Les conditions nécessaires et suffisantes pour une stabilité inconditionnelle sont:
Un deuxième ensemble équivalent de conditions est:
Cercles de Gain Constant
Cercles de Gain Opérant
où
où
Cercles de Gain Disponible
où
où
Adaptation Simultanée Entrée-Sortie
EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3
où
Si EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 alors on prend le signe -, sinon on prend le signe +.
Gain Stable Maximal
D'après les équations 5-8 et 5-20, on peut démontrer que
La valeur de EMBED Equation.3 lorsque EMBED Equation.3 , devient alors ce qui est définie comme le gain maximum stable:
Ce gain peut être utilisé comme une valeur limite qui peut être atteinte dans un cas d'un transistor conditionnellement stable ( EMBED Equation.3 ), à condition qu'il soit stabilisé par addition d'une résistance de sorte que le coefficient de stabilité devienne unitaire.
La variation des différents gains d'un transistor en fréquence est illustrée ci-dessous.
Facteur de Bruit
Le rôle primordial d'un amplificateur faible bruit est d'améliorer le bilan du système au niveau rapport signal à bruit. Dans un quadripôle actif (un transistor à effet de champ ou un transistor bipolaire), les sources de bruit internes produiront la puissance de bruit à la sortie. Cette puissance s'ajoutera au bruit provenant de sources extérieures (bruit d'antenne, bruit d'impédance du générateur) et amplifié par le quadripôle.
Afin de pouvoir séparer les sources extérieures et intérieures, on défini le bruit généré par le transistor en termes de source de bruit équivalente placée à l'entrée du dispositif et associée à un quadripôle sans bruit ayant le même gain (le gain disponible), EMBED Equation.3 . Alors le bruit total disponible à la sortie EMBED Equation.3 s'écrit:
Où EMBED Equation.3 est le bruit des sources extérieures et EMBED Equation.3 est le bruit ajouté.
Où EMBED Equation.3 est la constante de Boltzmann, EMBED Equation.3 est la température standard (290K), EMBED Equation.3 est la largeur de bande de l'amplificateur, et EMBED Equation.3 est la température effective de la source dont le bruit amplifié par le quadripôle est égal au bruit ajouté.
On défini le facteur de bruit du quadripôle comme étant le rapport de deux rapports de signal sur bruit, celui à l'entrée et celui à la sortie:
Le facteur de bruit est une mesure de dégradation du rapport signal à bruit après le passage par le quadripôle. L'expression 5-35 peut être exprimée comme suit en faisait appel aux équations 5-33 et 5-34:
La mesure du facteur de bruit est d'importance fondamentale dans la caractérisation de bruit. La plupart des méthodes de mesure sont basées sur la mesure de puissance de bruit de sortie en utilisant un détecteur de puissance à une largeur de bande de bruit connue et une source de bruit de sortie aussi connue.
Afin de séparer le bruit ajouté du gain du quadripôle, deux mesures à des niveaux d'entrée différents sont nécessaires. Ainsi, les techniques modernes des instruments de mesure sont conçues de manière à pouvoir commuter la source de bruit entre deux états différents. La figure ci-dessous illustre ce principe où la source est commutée entre deux niveaux de bruit correspondant aux températures EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 respectivement.
Les deux niveaux de bruit correspondant sont:
En utilisant ces deux dernières équations avec l'expression 5-36, nous avons:
L'expression 5-41 est valable indépendamment de l'adaptation du détecteur parce que EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 varient de la même façon en fonction de la désadaptation.
Il est utile d'évaluer le facteur de bruit d'un quadripôle passif (ayant seulement des sources de bruit thermique, c'est-à-dire résistives) en utilisant l'équation 5-36. Dans ce cas spécifique, le bruit ajouté est:
Et
Si le quadripôle est sans perte (purement réactif), nous avons EMBED Equation.3 et par conséquent EMBED Equation.3 .
En 1956, Rothe et Dahlke ont démontré que le facteur de bruit d'un quadripôle actif change en fonction de l'impédance du générateur. Cette dépendance est caractérisée par les paramètres suivants:
Où EMBED Equation.3 est l'admittance du générateur, EMBED Equation.3 est la conductance du générateur et EMBED Equation.3 est la valeur minimum du facteur de bruit.
EMBED Equation.3 est l'admittance du générateur qui correspond à EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 est le paramètre (appelé résistance de bruit) qui quantifie la sensibilité du facteur de bruit à la variation de l'admittance du générateur autour de la valeur optimum.
Les quatre paramètres de bruit sont fonction de la fréquence, de la température et du point de polarisation du transistor. Une fois déterminés, ces paramètres permettent d'évaluer le facteur de bruit du transistor dans chaque condition d'adaptation du quadripôle à son entrée. Il est important de souligner que seule l'adaptation d'entrée affecte la figure de bruit du quadripôle. L'adaptation de sortie affectera le gain du quadripôle, mais pas sa figure de bruit.
L'équation 5-43 peut également s'écrire en fonction des coefficients de réflexion:
Une méthode générale pour déterminer EMBED Equation.3 , EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 :
Afin de mesurer EMBED Equation.3 , on place des synthonisateurs à faibles pertes à l'entrée et à la sortie du transistor. Le synthonisateur d'entrée est accordé de façon à obtenir le minimum de bruit, alors que le synthonisateur de sortie est synthonisé de façon à maximiser le gain.
Le synthonisateur d'entrée est déconnecté puis mesuré sur un analyseur de réseau de façon à déterminer EMBED Equation.3 .
Afin de trouver EMBED Equation.3 , le transistor est directement relié à la source à l'entrée sans le synthonisateur ( EMBED Equation.3 ) , et le facteur EMBED Equation.3 de bruit est mesurée. On calcule alors EMBED Equation.3 à partir de l'équation suivante:
Souvent, on fait plusieurs mesures de EMBED Equation.3 à des valeurs de EMBED Equation.3 différentes et les paramètres de bruit sont déterminés par un algorithme qui assure un meilleur lissage.
Il faut mentionner que EMBED Equation.3 et
Sont deux quantités invariables par rapport à une transformation au travers d'un quadripôle réciproque réactif mis en cascade avec le transistor. En outre, EMBED Equation.3 est invariable par rapport à l'électrode commune.
Similairement, la température effective de bruit peut être exprimée en fonction de l'admittance du générateur:
Où
Pour que le quadripôle soit physique, les valeurs mesurées de EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 doivent satisfaire l'inégalité suivante:
Remarquons que l'adaptation d'un transistor au minimum de facteur de bruit se solde généralement par un coefficient de réflexion assez important à l'entrée. Afin de réduire la réflexion, on peut placer un isolateur à lentrée, utiliser une configuration balancée, ou encore appliquer une faible contre-réaction réactive sur la source.
Facteur de bruit d'une cascade de quadripôles
Dans les systèmes de communications, le gain demandé d'un préamplificateur faible bruit doit être souvent obtenu en cascadant plusieurs étages d'amplification. Cette situation est illustrée ci-dessous:
Le gain total de la chaîne est évidemment donné par:
Quant au facteur de bruit de cette chaîne, elle est donnée par:
De même, la température de bruit effective d'une cascade de quadripôles est:
Il faut remarquer que chaque valeur de EMBED Equation.3 , EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 dans ces équations s'applique l'impédance de générateur qui correspond à l'impédance de sortie de l'étage précédent. Ceci est due au fait que le facteur de bruit, ainsi que EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 sont des fonctions de l'impédance de générateur.
Nous pouvons constater à partir de ces équations que le premier étage peut déterminer le facteur de bruit global d'une cascade, à condition que son gain soit suffisamment élevé. Cette propriété implique le problème suivant: comment constituer la cascade de façon à obtenir la meilleure figure de bruit possible. La réponse se trouve dans un paramètre, un facteur de mérite qui caractérise le quadripôle de manière absolue, et non pas en fonction de l'étage suivant. Ce paramètre est appelé la mesure de bruit.
Mesure de bruit
Afin d'introduire le concept de mesure de bruit, nous allons analyser le facteur de bruit de deux amplificateurs en cascade, comme illustré ci-dessous.
Le problème est énoncé de la façon suivante: Si le gain disponible et le facteur de bruit de chaque amplificateur est indépendant de sa place dans la cascade, laquelle des deux configurations offre le meilleur facteur de bruit de l'ensemble ?
Considérons le bruit total des deux configurations respectives:
Si nous souhaitons EMBED Equation.3 , alors
Ou
Cette équation implique que dans une cascade d'amplificateurs où les étages au début de la chaîne sont critiques pour le bruit de l'ensemble, le meilleur amplificateur à placer en tête n'est pas nécessairement celui ayant le plus faible facteur de bruit, mais plutôt celui ayant la plus faible mesure de bruit.
Pratiquement, M peut être approchée dans une cascade d'amplificateurs identiques:
Ou encore
La valeur minimale de mesure de bruit EMBED Equation.3 dépend du compromis entre le facteur de bruit et le gain associé. En effet, les conditions de polarisation et d'adaptation qui permettent d'obtenir le meilleur facteur de bruit sont souvent différentes de celles qui donnent le gain le plus élevé. Cette situation est illustrée ci-dessous dans le cas d'un transistor à effet de champ à l'arsenure de gallium, en fonction de la polarisation. Dans ce cas, on polarise le transistor entre 10% et 15% de EMBED Equation.3 afin d'obtenir le bruit le plus faible.
La mesure de bruit minimum possède une propriété très intéressante, en ce qu'elle est indépendante de la contre-réaction réactive:
En utilisant une combinaison appropriée de contre-réaction et de charge, on peut obtenir la condition:
Qui correspond à une adaptation parfaite de l'amplificateur à l'entrée.
Cercles de Facteur de Bruit Constant
Afin de trouver le meilleur compromis entre le facteur de bruit et le gain associé, nous utilisons la technique des cercles à bruit constant. Cette technique est surtout très utile dans la conception des amplificateurs large bande.
En définissant pour EMBED Equation.3 :
Où EMBED Equation.3
De cette équation, on obtient:
Cette dernière équation définie un cercle ayant un centre EMBED Equation.3 et un rayon EMBED Equation.3 comme suit:
EMBED Equation.DSMT4
Remarquons que pour EMBED Equation.3 ( EMBED Equation.3 ), nous avons EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 . Les centres des cercles qui correspondent à EMBED Equation.3 sont localisés sur le segment qui relie EMBED Equation.3 et le centre de l'abaque de Smith ( EMBED Equation.3 ).
La Figure ci-dessous montre un exemple de cercles à bruit constant d'un transistor à effet de champ. Les cercles de gain disponible constant y sont également illustrés, démontrant ainsi le compromis entre le facteur de bruit et le gain disponible dans le choix du coefficient de réflexion à l'entrée.
En résumé,
Le facteur de bruit d'un transistor atteint une valeur minimum EMBED Equation.3 pour une valeur particulère de coefficient de réflexion au générateur EMBED Equation.3 .
L'adaptation d'un transistor au minimum de facteur de bruit ne corresponds pas nécessairement aux conditions d'adaptation pour le gain maximum.
L'application d'une contre-réaction réactive peut améliorer le coefficient de réflexion à l'entrée en conservant la mesure de bruit minimum EMBED Equation.3 .
Les cercles à bruit constant et les cercles de gain disponible permettent de sélectionner le meilleur compromis entre le gain et le bruit.
Polarisation DC
Amplificateur Large Bande
Le processus de conception des amplificateurs peut être représenté schématiquement comme suit:
Ce processus contient essentiellement trois étapes critiques qui sont d'une importance primordiale pour les paramètres et le coût:
La sélection du transistor,
Le choix du principe d'adaptation et de la topologie du circuit,
Le choix de la technologies de fabrication.
Malheureusement, ces étapes ne sont pas indépendantes, et il n'existe pas de solution unique pour un problème donné. Le concepteur doit faire appel à l'analyse par ordinateur et ceci de façon interactive et itérative, afin de trouver lemeilleur compromis.
La conception d'un amplificateur hyperfréquence, et surtout d'un amplificateur large bande, est un processus complexe qui fait appel non seulement aux méthodes de synthèse des circuits d'adaptation d'impédance et aux techniques de fabrication des circuits hyperfréquences, mais également aux connaissances de la physique des composants.
Le gain d'un transistor diminue typiquement à un taux de 6dB par octave, et son bruit croît avec la fréquence.
Afin d'obtenir un étage d'amplificateur à gain plat et à faible bruit, et également assurer de faibles valeurs pour les coefficients de réflexion à l'entrée et à la sortie, le transistor doit être inséré entre les impédances de source et de charge adéquates. Ces terminaisons sont réalisées à l'aide de circuits 'adaptation appelés aussi égalisateurs ou compensateurs. Le problème de synthèse des égalisateurs est un problème complexe qui implique les problèmes d'adaptation large bande, de transformation d'impédance, de compensation de la chute du gain du transistor en fonction de la fréquence, et de stabilité.
Le concepteur a à sa disposition plusieurs principes d'adaptation:
L'adaptation réactive,
La contre-réaction,
L'adaptation résistive,
L'adaptation par circuits actifs,
L'amplification distribuée.
Les configurations des amplificateurs utilisant ces principes sont illustrées ci-dessous et leurs paramètres résumés au Tableau 5-1.
Souvent, les exigences pour le gain plat, le facteur de bruit et le taus d'onde stationnaire aux accès ne peuvent être satisfaites simultanément, et le concepteur doit accepter un compromis entre différentes caractéristiques. Dans ce but, il peut soit choisir un seul principe d'adaptation parmi ceux mentionnés, soit les appliquer selon certaines combinaisons, comme par exemple la contre-réaction résistive parallèle combinée avec l'adaptation réactive.
Afin d'obtenir le gain demandé, le concepteur doit souvent utiliser plusieurs transistors. Ces transistors peuvent être combinés en amplificateurs multiplicatifs ou additifs (distribués). Les amplificateurs multiplicatifs sont réalisés par la mise des transistors en cascade à l'aide des circuits d'adaptation intermédiaires (inter-stage) ou encore sous forme de modules d'amplificateur adaptés. Ces derniers, grâce à leur faible taux d'onde stationnaire aux accès, peuvent être placés en cascade sans dégradation appréciable des caractéristiques. Les modules peuvent avoir une configuration non-équilibrée (single-ended) ou équilibrée (balanced).
Table STYLEREF 1 \s 5 SEQ Table \* ARABIC \s 1 1: Caractéristiques des différents amplificateurs
Amplificateurs MultiplicatifsAmplificateurs AdditifsPrincipe d'adaptationRéactifContre-réactionRéseaux avec pertesActifDistribuéLargeur de bandeEtroite à LargeMulti-octaveGain par étageHaut à faible dépendemment de la largeur de bandefaiblefaibleTrès faible à faiblefaibleFacteur de bruitTrès faible à faibleMoyen à élevéÉlevéMoyen à élevéÉlevéAdaptation d'entréeMauvaisePassable à bonnePassable à bonneTrès bonneBonneAdaptation de sortiePassable à faibleBonneBonneTrès bonneBonneFréquence d'opération1 à 60 GHz0.1 à 18 GHz0.1 à 18 GHz0.1 à 10 GHz1 à 40 GHzTechnologieHybrideHybride ou monolithiqueHybride ou monolithiqueMonolithiqueHybride, monolithique de préférenceApplicationsFaible bruit bande passante, Haut gain à largeur de bande moyenne ou élevéePasse-bas ou passe-bande à très grande largeur de bandePasse-bas ou passe-bande à très grande largeur de bandePasse-bas à très grande largeur de bandeTrès grande largeur de bande
La configuration équilibrée utilise deux amplificateurs combinés avec deux coupleurs hybride 90o de 3dB. Elle permet d'obtenir de bons taux d'onde stationnaire à l'entrée et à la sortie même si les amplificateurs ont des T.O.S élevés.
Les isolateurs peuvent aussi être utilisés pour assurer une bonne mise en cascade de plusieurs étages.
Amplificateur de Puissance
Dans la région linéaire:
En compression:
Niveau de bruit thermique:
Où EMBED Equation.3 est la constante de Boltzmann, EMBED Equation.3 est la température absolue, EMBED Equation.3 est la largeur de bande, EMBED Equation.3 le gain linéaire de l'amplificateur et EMBED Equation.3 son facteur de bruit.
À EMBED Equation.3 , nous avons:
La plage dynamique à la sortie est alors:
Amplificateur à Deux Etages
Gain élevé:
Haute puissance:
Où EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 sont les coefficients de réflexion des charges pour une puissance de sortie maximale.
Faible bruit:
Où EMBED Equation.3 et EMBED Equation.3 sont les coefficients de réflexion de sources pour un facteur de bruit minimal.
Stabilisation dun transistor
PAGE
PAGE 5-1
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EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 29
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 22
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 21
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 20
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 19
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 18
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 17
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 16
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 15
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 14
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 13
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 12
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 11
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 10
Puissance disponible à la sortie
Puissance disponible au générateur
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 9
Puissance délivrée à la charge
Puissance dentrée
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 8
Puissance délivrée à la charge
Puissance disponible au générateur
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 7
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 6
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Réseau
dAdaptation
de sortie
Réseau
dAdaptation
dentrée
EMBED Equation.3
Transistor
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 6: Définition des gains
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 5
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 4
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 2
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 5: Graphe de fluence dun circuit à deux ports
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 4: Graphe de fluence de la charge
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 2: Graphe de fluence de la source
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 3: Graphe de fluence dun quadripôle à deux ports
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 1: Graphes de fluences associés aux paramètres S
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 1
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 21: Caractéristique large signal en gain
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 22: Adaptation dimpédance large signal
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 23: Test Load-Pull
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 24: Classe B Push-Pull
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 25: Classe B Synthonisée
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 26: Produits dintermodulation
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 27: Point dinterception de 3e ordre
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 28: Amplificateur à deux étages
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 29: Exemple de stabilisation dun transistor
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 30: Stabilisation avec résistance en série à lentrée
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 31: Quatre possibilités de stabilisation
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 7: Exemple de cercle de stabilité de sortie
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 8: Cercles de stabilité
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 30
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 31
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 11: Différents gains d'un transistor
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 9: Cercles de gain opérant constant
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 24
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 23
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 25
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 26
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 27
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 28
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 10: Cercles de gain disponible constant
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 32
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 33
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 34
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 35
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 36
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 12: Mesure du Facteur de Bruit
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 38
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 37
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 39
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 40
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 41
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 63
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 42
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 43
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 64
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 65
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 44
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 45
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 46
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 47
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 48
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 49
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 13: Amplificateurs en cascade
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 50
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 51
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 52
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 66
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 14: Mesure de bruit
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 53
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 54
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 55
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 56
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 67
EMBED Equation.3
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 15: Polarisation en faible bruit
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 57
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 58
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 59
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 60
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EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 61
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Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 62
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
EMBED Equation.3
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 68
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 69
Equation STYLEREF 1 \s 5 SEQ Equation \* ARABIC \s 1 70
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 16: Cercles de bruit constant
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 17: Polarisation DC
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 18: Conception des amplificateurs hyperfréquences
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 19: Principes d'adaptation d'impédance
Figure STYLEREF 1 \s 5 SEQ Figure \* ARABIC \s 1 20: Autres configurations d'amplificateurs
